[2] Asoodeh A., Atarodi M., A Full 360 Vector-Sum Phase Shifter With Very Low RMS Phase Error Over a Wide 2010. P. 3519-3526. Integrated S-band 6-bit Vector-Sum Phase Shifter with Decreased Phase Error.


Чтобы посмотреть этот PDF файл с форматированием и разметкой, скачайте его и откройте на своем компьютере.
МЭС
-
2016. Россия, Москва, октябрь 2016. ©

ИППМ РАН


УДК

621.372.852.29

Интегральный

шести
разрядный

векторный фазовращатель

S
-
диапазона частот
со

сниженной ошибкой установки фазы

Е
.
В
.

Балашов
,
А.С.

Коротков,
И
.
А
.

Румянцев

Санкт
-
Петербургский политехнический университет Петра Великого
,
[email protected]
ru


Аннотация



В работе
представлен

интегральный
ш
е
с-
ти
разрядный

векторный

фазовращател
ь

S
-
диапазона
частот

со сниженной
до 1,5 градус
а

абсолютной
оши
б
кой
установки фазы

за счет использования калибровки ф
а-
зовых сост
о
яний
.

Приведены результаты измерений
ин
тегральной схемы

векторного фазовращателя
,
изг
о-
товленного

по
0,18

мк
м КМОП

техн
о
логии.

Ключевые

слова



векторный
фазовращатель, кали
б-
ровка,
КМОП технология
.

I.

В
ВЕДЕНИЕ

Активные фазированные антенные решетки
(АФАР)
широ
ко используются в радиолокационных и
те
лекоммуникационных системах и

состоят из с
о
тен и
тысяч приемо
-
передающих модулей (ППМ).
Структурная схема типичного ППМ представлена на
рис
.

1. Передающий тракт состоит из фазовращателя

(ФВ)
, аттенюатора

(АТТ) и

усилителя мощности

(УМ)
.
Приемный тракт сост
оит из
ограничителя

(
ОГР
)
,
малошумящего усилителя

(
МШУ
)
, фазовращателя

и

аттеню
а
тора. Разделение приемного и передающего
тракта осуществляется циркулятором или СВЧ
переключат
е
лем

(ПК)
.
Таким образом
,

ф
азовращатель
является о
д
ним из основных элементов ППМ и

служит
для изм
е
нения фазы СВЧ сигнала в зависимости от
внешнего цифрового упра
в
ляющего сигнала.


Рис
.

1
. Структурная схема
приемо
-
передающего модуля

Существуют различные типы фазовращателей

[
1
]
:
отражательные, на отрезках искусстве
н
ных длинных
линий

с пе
ременными параметрами
,
коммутируемые
,
векторные.
На данный момент
коммутируемые
фазовращатели являются наиболее широко
используемыми коммерческими решениями.
Основными недостатками данных фазовращателей
являются
высокие

потери и
большая

фазовая
ошибка
,
выз
ванная разбросом техн
о
логических параметров при
изготовлении кристаллов интегральных схем
.

Поскольку
функцией

фазовращателей является
изменение фазы сигнала, фазовая ошибка является
одним из основных критериев оценки качества работы
фазовращателей
,

и

о
бесп
ечение низкой фазовой
ошибки является важной зад
а
чей.

В

последние годы
опубликовано

значительное
кол
и
чество научных работ
,

посвященных векторным
ф
а
зовращателям

[
2
-
4
]
.

А
ктуальность разработки такого
рода схем
связана

с возможностью калибровки
фазовых состо
яний после
производства

для
снижения
влияния
на характеристики
разброса технологических
параметров.

Векторные диаграммы сигналов,
поясняющие принцип работы

векторного
фазовращателя
,

изображены на рис
.

2.
Входное
симметрирующее ус
т
ройство преобразует в
ходно
й
небалансный сигнал
в

б
а
лансн
ый

в
ы
ходн
ой сигнал,

на
основе

которого при помощи квадратурного фильтра

формируются два ортогонал
ь
ных балансных сигнала.
В зависимости от цифров
ых

управляющ
их

сигнал
ов

выбирается пара ортогональных сигналов, амплитуды
которых
изменяются усилителями с переменным
коэффициентом усиления.
Полученные сигналы
складываются
,

формируя

выходной

СВЧ сигнал с
требуемым фаз
о
вым сдвигом.



Рис
.

2
. Векторные диаграммы

Широкое распространение в СВЧ технике
получили схемы на
основе арсенида га
ллия
.
Однако,
п
рин
и
мая во внимание большое количество ППМ

в
АФАР
, и
с
пользование технологии на основе кремния

позволит значительно снизить себестоимость и
повысить ст
е
пень интеграции

ППМ
.

В данной работе
описан
а

интегральн
ая

схема

шести
разрядного

векторного

фазовращателя
с однократно
прог
раммируемой памят
ью, п
о
зволяющ
ая

проводить
калибровку параметров
после прои
з
водства
.

II.

В
ЕКТОРНЫЙ ФАЗОВРАЩАТЕ
ЛЬ

A.

Структурная схема

Структурная схема
разработанного
векторного
фазовр
ащателя изображена на рис
.

3 и состоит из
:

блок
а
преобразования

высокочастотного сигнала (ВЧ),
блока формирования аналоговых управляющих
сигналов (ФАУ), блока цифрового управления (ЦУ) и
формирователя токов


Т)
.
Входной высокочасто
т
ный

сигнал поступает на вход блока ВЧ, где преобразуется
в зависимости

от значений сигналов на в
ы
ходе блока
ФАУ.
Ц
ифров
ые

управляющи
е

сигнал
ы
D
0..
D
5

поступа
ю
т на вход
ы

блока ЦУ, который формирует
выходные сигн
а
лы для управления блоком ФАУ. Блок
ФТ фо
р
мирует
опорные
токи для всех блоков схемы.


Рис
.

3
. Структурная схема

разр
аботанного

векторного
ф
а
зовращателя

B.

Блок преобразования
высокочастотного

сигнала

Структурная схема блока ВЧ изображена на рис
.

4
и состоит из полифазного
RC
-
фильтра (
ПФ
), двух
усилителей с переменным коэффициентом усиления

(
УУ
)
, схемы подавления синфазной
составляющей

(
ПСС
)
, активного преобразователя балансного сигнала
в неб
а
лансный

(
П
Р
)

и

выходного
усилителя (
У
М
).


Рис
.

4
.
Структурная

схема блока ВЧ

Поскольку минимально достижимая абсолютная
фазовая ошибка определяется ошибками
преобразования сигналов в В
Ч тракте, важной задачей
становится минимизация преобразований входного
сигнала. В разработанной схеме предложено
использова
ть

пол
и
фазн
ый

RC
-
фильтр

с небалансным
входом
для формирования квадратурных сигналов
непосредстве
н
но из входного небалансного сигнала

без преобразования к бала
н
сному виду с
использованием симметр
и
рующего устройства
[
5
]
.
Принципиальные схемы п
о
лифазного
RC
-
фильтра

с
входной согласующей индуктивностью

и усилителей с
переменным коэффициентом усиления изображены на
рисунках 5 и 6
соответств
енно
.



Рис
.

5
. Принципиальная схема
RC
-
фильтра

с входной
согласующей индуктивностью


Рис
.

6
. Принципиальная схема усилителей с переме
н
ным
коэффициентом ус
и
ления

Вследствие
низкого

коэффициент
а подавления
синфазного сигнала усилителем с переменным
коэффи
циентом

усиления результирующий сигнал
содержит синфазную составляющую
,

для подавления
которой
разработана

схема подавления синфазной
составляющей, изображенная на рис
.

7а.
Преобразование дифференциального сигнала в
небалансный осуществляется схемой активн
ого
преобразователя, изображе
н
н
ого

на рис
.

7б.






а)


б)

Рис
.

7
. Принципиальн
ые

схем
ы
:

а)

схем
а

подавления
синфазной составляющей
;

б)

схема

активного преобр
а-
зователя балансного сигна
ла в небалансный

Выходной усилитель
, принципиальная схема
которого изображена на рис
.

8, осуществляет
компенсацию потерь схемы.


Рис
.

8
. Принципиальная схема
выходного

усилителя

C.

Блок формирования аналоговых управляющих си
г-
налов

Блок формирования аналоговы
х управляющих
сигналов предназначен для формирования сигналов,
которые поступают на управляющие входы блока
обработки ВЧ сигнал
а

и
определяют

весовые

коэффициенты для каждого фазового состояния.

Данный блок состоит из
основного и
корректирующего
цифро
-
анал
огов
ых

преобразовател
ей (ЦАП) и преобразователя
управляющих сигналов
к

дифференциальн
ому виду
.
ЦАП

представляет
собой
систему токовых зеркал,
которые создают на выход
ах

ток
и
, пропорциональны
е

входному опорному току
,

генерируемому блоком ФТ
.
Пропорция завис
ит от
номера
фазового состояния
,
опред
е
ляемого
цифровыми управляющими сигналами
.
Корректиру
ю
щий ЦАП корректирует выходные токи
основного ЦАП в зависимости от входных сигналов.

D.

Блок
цифрового управления

Структурная схема блока цифрового управления
представл
ена на рис
.

9

и состоит из: регистра сдвига

(РС)
, дешифратора
(Д)
, массива однократно
программируемой памяти

с массивом усилителей
считыват
е
лей
(ОПП)
,

буферов

(Б)
, преобразователя
фазовых с
о
стояний

(ПФС)
, дешифратора ЦАП

(ДЦ)

и
набора п
е
реключателей

(ПК)
.
Сигналы на выводах D
0
-
D
5

определяют фазовое состояние фазовращателя
.

Вывод
ПД

является входом данных регистра сдвига.
Вывод
ТКТ

является тактовым входом регистра
сдвига. Сигналы на выводах
ПМ

и
КЛ

определяют
один из четырех режимов работы фазо
в
ращателя:

1)

ре
жим параллельного управления;

2)

режим последовательного управления;

3)

режим записи калибровочных коэффициентов;

4)

режим параллельного управления с
калибровочными к
о
эффициентами.



Рис.
9
. Структурная схема блока ЦУ

По умолчанию блок цифрового управления
работае
т в режиме параллельного управления, при
котором управление осуществляется напрямую
сигналами, п
о
дающимися на выводы D
0
-
D
5
. При этом
сигналы с выводов D
0
-
D
5

проходят
без изменений
через

переключатель и преобразователь фазовых
состояний на дешифратор ЦАП.

В

режиме
последовательного управления

опред
е
ляются значения
калибровочных коэффициентов, обеспечивающие
минимизацию фаз
о
вой ошибки.

При этом управление
осуществляется через последовательный регистр
сдвига. Регистр сдвига имеет разрядность 32 бита:
первые 6
бит определ
я
ют номер фазового состояния,
следующие 6 бит определяют коэффициенты
преобразователя фазовых с
о
стояний, последние 20 бит
управляют
калибровочным ЦАП
. Первые 12 бит,
записанные в регистр сдвига
,

подаются через
переключатели на преобразователь фа
зовых
состояний. Результирующий сигнал подается на
дешифратор ЦАП. Оста
в
шиеся биты через буфер и
переключатель п
о
даются на
калибровочный ЦАП и
массив ОПП
.

В режиме записи калибровочных
коэффициентов определенные калибровочные
коэффициенты записываются в ОП
П.

В режиме
параллельного управления с калибровочными
коэффициентами управление основным ЦАП
осуществляется входными сигналами D
0
-
D
5
, при этом
калибровочные коэффициенты
,

соответствующие
каждому фазовому состояни
ю,

задаются значениями,
з
а
писанными в ОПП.

E.

Б
лок формирования токов

Б
лок формирования токов

генерирует токи,
определяющие рабочие точки транзисторов схемы
,
и

состоит из блока формирования опорного тока и блока
форм
и
рования токов сме
щения
. Блок
формирования
опорн
о
го тока
создает опорный ток, который з
атем
копируе
т
ся

блоком формирования токов смещения с
весовыми коэффициентами для
получения токов
смещения тра
н
зисто
ров всей схемы
.

III.

Т
ОПОЛОГИЯ И РЕЗУЛЬТАТ
Ы ИЗМЕРЕНИЙ

Фотография

кристалла

интегрального
шести
разрядного

фазовращателя, изготовленного по
0,18

мк
м

КМОП

технологии, представлена на рис
.

1
0
.
Площадь кр
и
сталла составляет
5
,3

кв.

мм, площадь
схемы без учета кольца электростатической защиты
составляет
3,3

кв.

мм.
Схема
согласована по входу и
выходу на
50

Ом и
п
о
требляет 55

мА при напряжении
питания 1.8

В.


Рис
.

10
.

Кристалл фазовращателя

Для измерений характеристик
фазовращателя

разработан измерительный стенд, структурная схема
которого изображена на рис
.

1
1
.
Для измерения
параметров матрицы рассеивания использо
ван
векторный ан
а
лиз
а
тор цепей
Rohde

&

Schwarz

ZVA
40
.
Для подачи управляющих сигналов использована
плата
Arduino Mega
на основе микроконтроллера
ATmega2560
.
Для проведения автоматизированных
и
змерени
й

и обработк
и

полученных данных
разработана пр
о
грамма
в с
реде

LabVIEW
.



Рис
.

1
1
.

Структурная схема измерительного стенда

Зависимость
модуля

коэффициента передачи от
частоты для 64 фазовых состояний представлена на
рис
.

1
2
.
Минимальный

коэффициент передачи
в
полосе частот 2,8

3,2

ГГц
состав
ляет
1
,
7

дБ.
Зависимос
ть м
о
дуляции коэффициента передачи при
переключении фазовых состояний изображена на
рис
.

1
3

и составляет не более 0,4 дБ
.


Рис
.

1
2
.

Зависимость
модуля

коэффициента прямой п
е-
редачи от ч
а
стоты


Рис
.

1
3
.

Зависимость модуляции коэффиц
и
ента передачи
от частот
ы при переключении фазовых с
о
стояний

На рис
.

1
4

представлена зависимость фазы
коэффициента

прямой

передачи для всех фазовых
состояний. На основании данных зависимостей
рассчитаны абс
о
лютная и среднеквадратичная фазовые
ошибки, зав
и
симости
которых
от частот
ы изображены
на рис
.

1
5

и 1
6

соответственно. Максимальная
абсолютная и среднеквадратичная ошибки

(СКО)

в
диапазоне рабочих частот составили 1,5 и
1,0

градусов
соответственно.

Завис
и
мость коэффициента

прямой

передачи от уровня мощности входного сигнала
изоб
ражена на ри
с.

1
7
.


Рис. 1
4
.

Зависимость фазы коэффициента прямой пер
е-
дачи от частоты


Рис. 1
5
.

Зависимости абсолютной фазовой ошибки от
частоты


Рис.
1
6
.

Зависимость
СКО установки фазы

от ч
а
стоты


Рис. 1
7
.
Зависимость коэффициента прямой передачи от

уровня мощности входного сигнала


Сравнение характеристик разработанного
фазовращателя с отечественными и зарубежными
схемами пре
д
ставлено в табл.

1.

IV.

З
АКЛЮЧЕНИЕ

В работе представлен шестиразрядный векторный
КМОП
фазовращатель

S
-
диапазона частот

со
сниженн
ой
,

по сравнению с известными реализациями
до 1,5 градус
а,

абсолютной ошибкой установки фазы

и
сниженной до 1 градуса м
аксимальн
ой

среднеквадратичн
ой

фазов
ой

ошибк
ой за счет
использования калибровки фазовых состояний.
Площадь кристалла фазо
в
ращателя с коль
цом защиты
от электростатического разряда составляет
5
,3

кв.

мм.

Меньший размер кр
и
сталла в совокупности с низкой
стоимостью при массовом производстве является
дополнительным

преимуществом перед
фазовращателями на основе арсенида га
л
лия.

Таблица 1


Сравне
ние характеристик

фазовращателей


Hittite
Microwave,
HMC647

М
и
кран,

МР308

[
6
]

[
3
]

[
2
]

ВФ,

пре
д
ставл. в
статье

Тип

Коммут
.

Коммут
.

Коммут
.

Векто
р
ный

Векто
р
ный

Векто
р
ный

Рабочий диап
а
зон
частот, ГГц

2,5
-
3,1

3,4
-
4,0

2,5
-
3,2

4
,0
-
6
,0

2,3
-
3,7

2,8
-
3,2

Минимал
ьный

коэффициент

пер
е
дачи, дБ


6,5


5


4

4


4,5

1,7

Модуляция


коэффициента

п
е
редачи, дБ

0,4

1,5

1,5

0,3
*

0,7
*

0,
4

Максимальная

а
б
солютная фазовая
ошибка, град.

15

5







1,5

Максимальная
среднеквадратичная
фазовая ошибка,
град.

2



2

1,2

1,4

1

Точ
ка компре
с
сии

на 1

дБ
, дБм

31



2


14

1,8

4

Потребляемая

мо
щ
ность, мВт

53

38

60

5
0

19

99

Площадь, кв.

мм



10,5

4,2

0,9
*
*

0,
7
**

5,
3

Технология

GaAs

0,5 мкм
GaAs

0,18 мкм
КМОП

0,25 мкм
SiGe


0,18 мкм
КМОП

0,18 мкм
КМОП

*среднеквадратичное значение

*
*
ди
фференциальны
й

вход и выход


П
ОДДЕРЖКА

Работа выполнена при финансовой поддержке
Министерства образования и науки РФ (соглашение


14.57
8.21.0092 от
28
.11.2014
)
. Уникальный

идентификатор

проекта

RFMEFI57814X0092.

Л
ИТЕРАТУРА

[1]

Ellinger F.
,
et al., Integr
ated Adjustable Phase Shifters

//

Microwave Magazine
.

V
. 11
.



6
.

Oct. 2010
.

P
. 97
-
108.

[2]

Asoodeh A., Atarodi M., A Full 360 Vector
-
Sum Phase
Shifter With Very Low RMS Phase Error Over a Wide
Bandwidth // IEEE Transactions on Microwave Theory and
Techniq
ues.
V

.60
.


6
.

June 2012
.
P.
1626

1634.


[3]

Малышев И.

В., Мухин И.

И., Репин В.

В.,
Шнитников

А. С.
, Р
азработка
БИС

фазовращателя для
модулей
АФАР

//
21
-
я международная крымская
конференция


СВЧ
-
техника и телекоммуникационные
технологии

.
2
011.
P.

149

150.

[
4
]

Balashov E.

V., Rumyancev I.

A.
,

A Fully Integrated 6
-
bit
Vector
-
Su
m Phase Shifter in 0.18 um CMOS

//

Proc. of the
11th International Siberian Conference on Control and
Communications
.

2015
.

P.

1
-
5.

[
5
]

Balashov E.

V., Rumyancev I.

A., An Unbalanc
ed
Transformerless Vector
-
Sum Phase Shifter Architecture //
Proc. of the IEEE NW Russia Young Researchers in
Electrical and Electronic Engineering Conference
.

2016
.

P.

528
-
531.

[
6
]

Meghdadi M., Azizi M., Kiani M., Medi A., M. Atarodi, A
6
-
Bit CMOS Phase Sh
ifter for S
-
Band

//

IEEE Trans. on
Microwave Theory and Techniques
V
. 58
.



12
.

Dec.

2010.

P
. 3519
-
3526
.


Integrated S
-
band 6
-
bit Vector
-
Sum
P
hase Shifter with Decreased
Phase Error

E.V.

Balashov, A.S.

Korotkov, I.A.

Rumyancev

Peter the Great Saint
-
Petersb
urg Polytechnic University,
[email protected]


Keywords



vector
-
sum phase shifter, calibration, CMOS
technology.

A
BSTRACT

Active phased array antennas are widely used in radi
o-
location and telecommunication systems and consist of
hundreds and thous
ands transceiver modules. Each module
includes a phase shifter as a key element.

The p
hase shifter
is used to change
the

input signal phase depending on
the
control signal. There are different phase shifter types [1]:
reflective,
distributed
, switched

[6]
,

vector
-
sum.
Many

papers about vector
-
sum phase shifters have been pu
b-
lished
d
uring last
year
s [2
-
4
].

This paper presents the ve
c-
tor
-
sum phase shifter with calibration process
after produ
c-
tion to improve
its
characteristics.

T
he S
-
band transformerless vec
tor
-
sum phase shifter
with decreased phase error

is designed

in

0
.
18

u
m CMOS

technology
. To
decrease the

phase error two special tec
h-
niques are used: an unbalanced transformerless architecture
and a post
-
silicon calibration. Commonly, the vector
-
sum
phase
shifter includes an input transformer, a
polyphase

filter and variable gain amplifiers. The input unbalanced
signal is transformed into
the
differential form by the input
balun. Then two differential orthogonal signals are o
b-
tained from the differential si
gnal
using
the
polyphase

fi
l-
ter. Finally, two orthogonal signals are
combined

with di
f-
ferent amplitudes
. The amplitudes depend
on the digital
control signal
.

The input on
-
chip

balun and process para
m-

the
phase error.
T
o decrease th
e
phase shifter error
the
designed
vector
-
sum phase shifter

is
based on

the

unbalanced transformerless archite
c
ture [5]
.
In this architecture the

RC
-
polyph
a
se filter with single
-
ended input

and differential variable gain amplifiers
form
the

weighted

quadra
ture
signals
.

To eliminate

the

influence
-
silicon calibr
a-
tion is
pro
po
sed
.

The phase shifter consists of

the

four main blocks:
a
high frequency analog block,
a
digital
-
to
-
analog block
, a
digital control block
and

a
bias current generator block.
The high frequency analog block is used for transfo
r-
mations of the input signal and implements the
unbalanced
transformerless vector
-
sum phase shifter architecture
. The
digital
-
to
-
analog block consists of two digital
-
to
-
anal
og
converters: main and calibration. The digital control block
is used for converting input 6 bit digital signal to the si
g-
nals that control the switches in the digital
-
to
-
analog block.
Other functions of the digital control block

are
both
cal
i-
bration and
storing of the calibration coefficients. The
bias
current generator block

consists of a reference current
source and an array of current mirrors to supply each block
of the phase shifter with appropriate bias cu
r
rent.

The designed 6
-
bit vector
-
sum phase sh
ifter is fabrica
t-
ed in 0.18

um CMOS process. Total chip area is
5.3

sq.

mm. The circuit area excluding electrostatic di
s-
charge protection ring is about 3.3

sq.

mm. The phase
shifter has
maximum

gain of
3
.
2

dB in 2
.
8



3
.
2

GHz fr
e-
quency range with 0.4 dB va
riation. The maximum phase
error and the root
-
mean
-
square phase error are less than 1.5
degree and 1.0 degree respectively. Total current consum
p-
tion is about 55

mA from a 1.8 V supply voltage.

S
UPPORT

This work was funded by the Ministry of education and
science of the Russian Federation. The agreement


14.578.21.0092 /
28
.11.2014. The unique identifier of
the project RFMEFI57814X0092.

R
EFERENCES

[1]

Ellinger F., et al., Integrated Adjustable Phase Shifters //
IEEE Microwave Magazine. V. 11. № 6. Oct. 201
0. P. 97
-
108.

[2]

Asoodeh A., Atarodi M., A Full 360 Vector
-
Sum Phase
Shifter With Very Low RMS Phase Error Over a Wide
Bandwidth // IEEE Transactions on Microwave Theory and
Techniques. V .60, № 6, June 2012. P. 1626

1634.

[3]

Malishev I.V.
, Mukhin I. I.
, Repin V. V., Shnitnikov A. S.,
Development of a Phase Shifter LSI for Radar Applications

// 21st Int. Crimean Conference “Microwave &
Telecommunication Technology”. 2011.

P. 149

150.

[4]

Balashov E. V., Rumyancev I. A., A Fully Integrated 6
-
bit
Vector
-
Su
m Phase Shifter in 0.18 um CMOS // Proc. of the
11th International Siberian Conference on Control and
Communications, 2015, P. 1
-
5.

[5]

Balashov E. V., Rumyancev I. A., An Unbalanced
Transformerless Vector
-
Sum Phase Shifter Architecture //
Proc. of the IEE
E NW Russia Young Researchers in
Electrical and Electronic Engineering Conference, 2016,
P.

528
-
531.

[6]

Meghdadi M., Azizi M., Kiani M., Medi A., M. Atarodi, A
6
-
Bit CMOS Phase Shifter for S
-
Band

//

IEEE Trans. on
Microwave Theory and Techniques
V
. 58
.



12
.

Dec.

2010.

P
. 3519
-
3526
.



Приложенные файлы

  • pdf 44526347
    Размер файла: 1 004 kB Загрузок: 0

Добавить комментарий